1.传统列车牵引交流传动系统[13][14][15]
　　
　　传统列车牵引交流传动系统包括牵引变压器、四象限三电平脉冲整流器、中间直流环节、三相三电平牵引逆变器、交流电动机等，从传统列车牵引交流传动系统运行图，可以看到，功率因数只55%左右，时速200公里时才达到80%，此时效率才接近90%，存在以下严重问题：
　　
　　1) 牵引变流器（四象限三电平脉冲整流器、三相三电平牵引逆变器）均采用PWM控制技术，产生强烈EMI*。
　　
　　2) 列车牵引、制动回馈两种电能传递共用同一通道，牵引和回馈都得不到最佳设计。
　　
　　3) 输出电压不是正弦波。
　　
　　4) PWM脉宽调制带来的EMI*，所产生的附加损耗，进而转化为热能，加速电机动机绝缘结构的热老化，甚至产生电晕；同时增加了电动机损耗和温升，降低了电动机的效率和功率因数，会产生轴承电流，对轴承滚道产生电腐蚀，损伤轴承。
　　
　　5) 输出电压中包含的谐波分量，在牵引电动机产生附加的铜损和铁损，还会产生附加损耗、附加脉动转矩、寄生振荡转矩、电磁噪声等。
　　
　　4．2.微功耗列车牵引交流传动系统[18]
　　
　　图25是微功耗列车牵引交流传动系统的原理框图，本系统以整流升压器、微分逆变器取代传统列车牵引交流传动系统中的四象限三电平脉冲整流器、三相三电平牵引逆变器，同时取消了中间直流环节，本系统最突出的特点是：只要把输入功率中极小部份进行传统功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中极大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递功率，直接到达输出端，变换效率接近100%，微功耗由此实至名归。
　　
　　　　
　　微功耗列车牵理士电池l引交流传动系统免除PWM变换技术，不产生EMI*，克服了因高次谐波对牵引电动机产生的所有缺陷；同时对制动回馈采用与主回路完全相同的独立电能传递通道，克服了因通道复用产生的所有缺陷。
　　
　　4．3.整流升压器[16][19]
　　
　　图26是三相不控整流电路，三相电压V1、V2、V3接成星形，负载电阻R1上输出直流电压Vd。图26中间是三相整流电路不接滤波电容时的输入电流、电压仿真波形，图26中间上图是整流电压Vd的仿真波形，下图是三相输入电流的仿真波形，由于负载是纯电阻，三相输入电流波形和电压波形完全同相。当接上滤波电容C1以后，三相输入电流、电压波形如图26右图，电流波形变成尖峰脉冲，完全不是正弦波，说明容性电路功率因数低。

　　
　　　　
　　图27电路是整流升压器实际电路，主电路由Q1、L1、D1、D2、C3、C4等组成，三相不控整流的输出电压Vd与电容C4并联，Q1的栅极接控制芯片UC1825的驱动信号OUT_B脚，当Q1饱和导通时，整流电压Vd通过Q1对电感L1放电，L1中电流线性增加并贮能，当Q1关断时，L1中电流不能中断，通过D2对电容C3充电，C3上的电压Vc与C4上的电压Vd串联，串联电压由电阻R1、R4分压、检测、反馈，用以控制、保持电压Vc、Vd之和的稳定，此电压通过二极管D1输出Vo。
　　
　　整流升压器实际上是一个电压补偿电路[18]，补偿电压是C3上的电压Vc，补偿的对象是C4上的不控整流电压Vd，Vd本来是整流后的波动电压，经过升压器补偿成直线电压，如此补偿的结果，使得与输入三相电压所有幅值相对应的所有时刻，都可以对输出电容C5充电，亦即与输入三相电压所有幅值相对应的所有时刻，都有电流流出。这样补偿的意义在于，输入电流与输入电压完全同步，整流稳压器实际上自动对输入三相电压进行了功率因数校正。
　　
　　图27右边的上图是输入电压的仿真波形，下图是输入电流的仿真波形，可以看出，输入电流、输入电压完全同步，与图27中间不控整流时，接纯电阻负载的仿真波形完全一样，对照两种仿真波形可以得出结论，整流升压器进行功率校正的效果与不控整流接纯电阻负载时相同，功率因数为1，而总谐波畸变THD为零。

　　
　　
　　传统功率因数校正，必须把输入功率全部变换成方波电压，并且全部输入功率必须通过电感传递才能到达输出端，功率变换和电感传递功率，都是有功率损耗的。整流升压器完全不同，只是在整流输出电压Vd上叠加一个补偿电压Vc，假设直流输出电压Vo为1，整流电压Vd在0到Pi区间为Sinx，则补偿电压为（1-Sinx），可见补偿电压Vc只占输出电压的极小部份，只有这极小部份的输入功率才需要电感L1传递而到达输出端，绝大部份输入功率，即整个整流后的波动电压Vd不必进行任何功率变换，也不必通过电感L1传递，直接到达输出端，这一绝大部份输入功率的变换效率可视为100%，因此，整流升压器整机功率损耗只有极小部份补偿电压Vc上的功率损耗，因此折算整机效率接近100%。
　　
　　4．4.微分逆变器[12]
　　
　　图28是一个直流逆变器的原理电路，V1、V3是正负对称直流电压，分别加在Q1、Q2的漏极，栅极和地之间同时接幅值为318V的正弦波电压V2，R1、C1接在共同源极。
　　
　　V2的正半周，Q1导通，直流电压V1加在负载电阻R1上，由于源极电压跟踪栅极电位，所以在电阻R1上产生幅值约为308V（V2幅值减去一个栅源电压Vgs）的正半周馒头波电压，V2的负半周，Q2导通，直流电压V3加在负载电阻R1上，由于源极电压跟踪栅极电位，所以在电阻R1上产生幅值约为308V（V2幅值减去一个栅源电压Vgs）的负半周馒头波电压，一个周期结束，在负载电阻R1上得到一个周期的正弦波输出电压Vsin。图28右边是输出电压Vsin的仿真波形，可以看到，输出电压的频率、相位、幅值只和栅极所加控制信号有关，Q1、Q2组成的电路，正是电压切割电路[7][8]，Q1、Q2栅极控制信号像一把刀，从漏极电压切下来一块，这一块的形状与栅极所加信号波形完全相同。
　　
　　图28电路有两个缺陷：
　　
　　1) 外加电压经切割后剩下来的面积太大，若外加电压为1，则由栅极信号电压切下来的正弦波为Y=Sinx，剩下来的面积就是S=（1-Sinx），占输入电压的36%，
　　
　　2) 切下正弦波后所剩部份（1-Sinx）全部在Q1、Q2的漏源极发热浪费掉。
　　
　　
　　图29是4阶微分逆变器实际电路，上下两部份电路完全对称。对于下部份电路说来，从0ms开始，的MOS管Q4开通（V2高电平），电源正电压V4通过Q3、Q6、Q8、Q11的体内二极管对电容C1、C3、C5、C7充电，都充至四分之一电源电压；10ms后，Q4关断，MOS管Q9开通，电容C7、C5、C3、C1分别通过Q11和D6、Q8和D3、Q6和D1、Q3依次对负载R1放电，放电时间依次递减，递减时间按正弦规律变化，在负载电阻R1上产生正的宝塔波电压。

　　　　
　　对于上部份电路说来，从10ms，的MOS管Q2开通（V1低电平），电源负电压V6通过Q1、Q5、Q7、Q10的体内二极管对电容C2、C4、C6、C9充电，都充至四分之一电源电压；10ms后，Q1关断，MOS管Q12开通，电容C9、C6、C4、C2分别通过Q10和D6、Q7和D4、Q5和D2、Q1依次对负载R1放电，放电时间依次递减，递减时间按正弦规律变化，在负载电阻R1上产生负的宝塔波电压。上部份电路开关的动作时间全部滞后下部份电路10ms，则加在Q9、Q12漏极是对称的宝塔波电压，图30中间是宝塔波的仿真波形。
　　
　　MOS管Q8、Q12组成了图28所示的电压切割电路，加在Q9、Q12漏极的正负对称宝塔波电压，由加在栅极的正弦波V12切割，切下一个正弦馒头波以后，剩下来的是8个小直角三角形，其总面积比S=（1-Sinx)要小得多。

　　　　
　　上述微分逆变过程分两步，第一步由C1-C7、C9组成的电容网络产生如图中图所示的宝塔波电压，第二步以Q9、Q12栅极正弦波电压V12为刀，从宝塔波电压内部切割宝塔波，恰好使得宝塔波内部的直角和正弦波相切，于是，把宝塔波在外部的直角全部切下来，剩下的部份形成了完整的正弦波电压。
　　
　　由电容网络产生的宝塔波电压，实际上是四个微分电压的叠加，设正弦波幅值为1，把正弦波在Y轴上分成N等分，以每一等分的下底作长方形，这些长方形叠加后形成了宝塔波电压，由于正弦波电压完全由微分电压叠加而成，故称微分逆变器，由几个微分叠加，就称几阶微分逆变，这里的逆变器由四个微分叠加而成，故称四阶微分逆变器，微分逆变的阶数，也是电容网络中电容器的个数。图30左边的仿真波形是正弦电压波从其内部切割宝塔电压波的全过程，图30右边是经过正弦波切割后的输出电压Vsin。
　　
　　图31左边是8阶微分直流逆变器所产生的宝塔波，右边是16阶微分直流逆变器所产生的宝塔波，可以看到，8阶微分的宝塔波电压已经非常接近正弦波电压，而16阶宝塔波与正弦波几乎没有区别，阶数N越大，宝塔波越趋近正弦波，当N取一定值以后，电压切割电路已成多余。